FBE- Telekomünikasyon Mühendisliği Lisansüstü Programı - Yüksek Lisans
Bu koleksiyon için kalıcı URI
Gözat
Son Başvurular
1 - 5 / 330
-
ÖgeCMOS Class E power amplifiers for wireless communications(Institute of Science and Technology, 2003)İletişimin insanlığın uygarlaşmasında önemli bir işlevi vardır. Son zamanlarda kablosuz iletişime olan ihtiyacın önemli ölçüde artması düşük maliyetli, düşük güçlü ve yüksek oranlarda etkin RF alıcılarının elde edilmesi için tetikleyici faktör olmuştur. Son zamanlarda, entegre devre RF alıcıları dizaynı çalışmaları, pek çok analog fonksiyonel bloğu tek bir silikon CMOS cipinde yer alacak şekilde daha yüksek seviyede entegrasyon gerçekleştirmek üzere yoğunlaşmıştır. Güç kuvvetlendiricileri (PA), RF alıcıları içerisinde en fazla güç sarfiyatının olduğu bölümdür ve düşük maliyetli CMOS teknolojisi ile henüz tam olarak entegre edilememiş fonksiyon bloklarından biridir. Güç kuvvetlendiricileri, iletim yolundaki son fonksiyonel blok olup; iletilen sinyali istenen iletim güç seviyesine getirmek işlevini görür. Genel olarak, güç kuvvetlendiricilerinin CMOS teknolojisi ile entegre edilmesi kuvvetlendiricinin etkinliliğini kısıtlamasından dolayı zordur. Bu çalışma, kablosuz iletişimdeki CMOS teknolojileri için tasarlanmış olan RF E-sınıfı güç kuvvetlendiricilerinin teorik analizini ve devre tekniklerini ele almaktadır. Teorik çalışma, şönt kapasitesi olarak parazitik savak kapasitesini kullanan RF E-sınıfı güç kuvvetlendiricileri tasarımı için bir sayısal metodu içermektedir. Yeni yaklaşım, kapasitelerin fiziksel özelliklerini baz almaktadır, bu yüzden herhangi bir kapasitans modeli ile sınırlanmamıştır. Lineer olmayan şönt kapasitesi ve sonlu DC -besleme endüktansmı kullanan RF E-sınıfı güç kuvvetlendiricileri için ana frekansta ve ikinci harmonikte basit empedans uydurma önerilmektedir.
-
ÖgeInverse synthetic aperture radar imaging(Institute of Science and Technology, 1995)Bir cisme gönderilen elektromagnetik dalga veya bir başka deyişle cismin etkisi altında kaldığı elektromagnetik alanlar, o cismin üzerinde elektrik akımları endükler. Bu akımların uzaya ışıdığı alanlar "saçılma" olarak adlandırılır ve cisim saçıcı olarak değerlendirilir. Radar alıcıları da uzaktaki bir hedeften geri saçılan alanları algılayarak ve genelde cismin uzaklığı, açısal konumu ve hızı gibi bilgileri elde etmek amacıyla kullanılan sistemlerdir. Bir radar hedefinden geri saçılan alan hem doğrudan geri yansımaların hem de cismin geometrisine bağlı olarak meydana gelen birden çok yansımaların süperpozisyonu olarak düşünülebilir. Gerçekte, saçıcı cismin, yani radar hedefinin boyutları, propagasyonu söz konusu olan dalgaboyundan yeteri kadar büyükse saçılma belirli sayıda saçıcı merkezin toplam etkisi olarak ortaya çıkar. Kısacası yeteri kadar yüksek frekanslarda bir radar hedefini sonlu sayıda saçıcı merkezin oluşturduğu söylenebilir. Yukarıda söylenenlere dayanarak bir cismin radar görüntüsü, o cismin saçıcılık işlevinin uzay dağılımının haritası olarak tanımlanabilir. Radar görüntüsünün kalitesi aynı cismin optik görüntüsüyle olan benzerliğiyle değil, cisme ait saçılım mekanizmalarını ne doğrulukla gösterdiğiyle ölçülür. Diğer önemli bir kriter de radar görüntüsünde birbirine yakın saçıcı noktaların ayırtedilebilmesidir. Bilindiği gibi darbe modülasyonlu bir radar sisteminin uzak ve birbirine yakın cisimleri ayırtedebilirliği kullanılan darbe süresi ve anten huzme genişliğiyle sınırlıdır. Darbe süresi radarın bakış doğrultusunda yer alan cisimlerin ayırtedilebilirliğini sınırlar. Ne kadar kısa süreli bir darbe iletilirse radar menzili üzerinde birbirine o derece yakın cisimler ayırt edilebilir. Anten teorisinden de bilindiği üzere antenin huzme genişliği boyutları ile ters orantılıdır. Anten açıklığına paralel doğrultudaki cisimleri ayırt edebilmek için dar bir huzmeye gereksinim vardır. Özellikle çok uzak mesafelerden belirli hedeflerin (ör. uçak ve uydu gibi araçlardan yeryüzünün) iyi bir ayırtedebilirlikle görüntülemek istediğimizde gerekli anten açıklığı gerçeklenmesi imkansız boyutlara ulaşmaktadır. vı Gerçek fiziksel boyutlardaki bir antenin sağlayabileceği ayırtedebilirliği çok daha küçük boyutlardaki bir anten ile de sağlayabiliriz. Doğrusal hareket halindeki bir uçağa yerleştirilen bir anten ile belirli zaman aralıarıyla ölçüm alınması, ölçüm alman süre boyunca uçağın katettiği yola eşdeğer uzunluktaki bir antenin sağlayacağı ayırtedebilirlikten daha iyi olacaktır. Bu yöntem bütük bir anten dizisini yapay olarak elde etmeye eşdeğer olduğundan "yapay açıklık işleme " olarak ve bu yönteme dayalı işleyen radar sistemleri " yapay açıklılı radar" sistemleri olarak adlandırılır. Antenin bir doğrusal hareket izlediği bu sistemlerden farklı olarak, hedef cismin etrafında dönerek dairesel bir açıklık çizdiği sistemler de askeri uygulamalarıda kullanılmaktadır. Bir anten sabit iken cismin kendi etrafında dönmesi, ya da cisim sabitken antenin cisim etrafında döndürülmesi ile elde edilen sonuçlar eşdeğerdir. Bu sistemler de cismin hareketli, antenin hareketsiz olmasından dolayı " ters yapay açıklıklı radarlar " (Inverse SAR) olarak adlandırılır. Inverse SAR ölçüm düzeni temel alınarak bir cismin 2-boyutlu yansıtıcılık işlevi ile 2-boyutlu frekans yanıtının Fourier dönüşüm çifti oluşturduğu göesterilebilir [1],[2]. Dolayısıyla bir cismin frekans yanıtının bilinmesi, ters Fourier dönüşümü yoluyla "dürtü yanıtı"nm bulunmasına olanak sağlar. Birçok kanonik yapının saçılım özelliklerinin bu yolla incelenmesi ilk olarak Kennaugh ve Moffat tarafından ele alınmış ve daha sonraları birçok kimse tarafından da uygulanmıştır, [30]. Gerçekte bu yöntem, doğrusal zamanla değişmeyen bir sistemin dürtü yanıtının, sistemin sinusoidal bir girişe verdiği sürekli hal yanıtına ters Fourier dönüşümü uygulanarak elde edilmesinden başka bir şey değildir. Radar uygulamasında da, yeteri kadar uzaktaki bir hedeften saçılan alanı, gönderilen dalgayı referans alarak yazarsak hedefin "aktarım işlevini" elde etmiş oluruz. Hedefi çevreleyen dairesel bir açıklık üzerinde değişik açılardan gözlenmesi ile 2-boyutlu frekans yanıtına geçilebilir. Fourier dönüşümüne dayalı yöntemin hızı algoritmalarla (FFT) gerçeklenebilmesine rağmen bazı sınırlamaları olacağı açıktır:. Cismin gerçek dürtü yanıtını elde edebilmek için sonsuz geniş bir frekans aralığında ölçüm yapma olanağı yoktur. Dolayısıyla cismin ölçülen frekans yanıtı, gerçek frekans yanıtının, kesim frekansları ölçüm aralığının başlangıç ve bitiş noktaları olan ideal band geçiren bir süzgeçten geçirilmiş şekline eşdeğerdir. Sınırlı bir band aralığı kullanılması zaman domeninde ayırtebilirliğin düşmesine yol açar. viiı Buna ek olarak, frekans domeninde pencereleme zaman domeninde konvolüsyona karşılık geldiğinden dürtü yanıtında gözükecek saçıcı mekanizmalara ait genlik değerleri, çevre saçıcıların da etkisinin bulunduğu değerlerdir.. Keskin ve dar kenarlı bir pencereleme işlevi dönüşüm domeninde yüksek genlikli yan loblara neden olur. Bu ise, saçıçı noktalara ait enerjinin bu loblarm etkisi ile diğer sağıcılara sızmasına ve zayıf sağıcılara ait yanıtların baskın olanların yan loblarıyla örtüşüp gözükmemesine yol açabilir.. Ters yapay açıklıklı radar ölçüm düzeniyle elde edilecek verilerin kutupsal koordinatlara uygunluğu nedeniyle, doğrudan 2-boyutlu Hızlı Fourier dönüşümüne geçmek ayrı bir aradeğerleme işlemini gerekli kılacak, bu da kullanılacak algoritmaya ek bir yük getirecek ve hızını yavaşlatacaktır. Son 30 yıl içersinde. Fourier dönüşüm yöntemine dayalı sımrlamalrın üstesinden gelebilmek için bir çok değişik veri analiz yöntemleri geliştirilmiştir. Daha çok spektrum kestirimi çatısı altında değinilen bu yöntemler arasında "özbağlanımlı (autoregressive:AR)" veri modelleme veya diğer adıyla Maksimum Entropi yöntemi de birçok uygulamada başarıyla kullanılmaktadır, [2],[5],[24]. Bu çalışmada, ters yapay açıklıklı radar konfigurasyonu örnek alınarak bir ölçüm düzeni kurulması ve bu sistemle alınacak verilere sayısal işaret işleme yöntemlerinin uygulanması. 2-boyutlu görüntüleme yöntemlerinin anlaşılması amaçlanmıştır. TÜBITAK-MAM, Uzay Teknolojileri Bölümü bünyesinde, Mikrodalga laboratuvarında kurulan bu ölçüm düzeninde görüntülemede kullanılacak radar saçılım verilerinin toplanmasında aşağıdaki adımlar izlenmektedir:. Hedef, sönümlü bir odacık içerisinde dönüş hareketi bilgisayar yardımı ile kontrol edilen bir destek üzerine yerleştirilmektedir. Sönümlü bir odacık kullanılmasındaki amaç sadece hedeften saçılan alanı kaydedebilmek, yani hedefin dış ortam ile meydana getireceği istenmeyen yansımaları yalıtmaktır. vııı . Bilgisayar yazılımı ile hedefin kendi ekseni etrafında, toplara kaç derece ve ne kadarlık açısal artımlarla döneceği belirlenmektedir.. Hedef, belirlen açıya getirildiği sırada, yine yazılım aracılığıyla, sistem dalga iletimi için tetiklenmektedir. Sistem HP 8410A Network Analyzer, Transmission- Reflection Test Unit ve Sweep Oscillator kullanarak gerçekleştirilmiştir. Network Analyzer'ın çıkışlarından analog gerilimler olarak alman hedefin faz ve genlik yanıtları bilgiyara bağı analog-sayısal çevirici kartı ile örneklenip sayısal formda bilgisayara kaydedilmektedir. Yukarıda değinilen bir dizi öcüm sadece incelenecek olan hedef cisim için değil, aynı zamanda saçılım özellikleri iyi bilinen basit yapıdaki bir cisim ve hedefler olmaksızın sadece sönümlü odacığm kendisi için de tekrarlanmaktadır. Hernekadar sönümlü odaçık hedefi dış ortamdan yalıtmak için kullanılasa da anten-port bağlantıları arasındaki empendans uyuşmazlıkları, zayıf dahi olsa çevreded gelen yansıma etkileri dürtü yanıtında istenmeyen yansımalar olarak kendinin belli edecektir. Bu amaçla birçok uygulamacının benimsediği bir kalibrasyorı yöntemi ile yukarıda değinilen 3 ayrı ölçüm ve kalibrasyon cismi için hesaplenan teorik frekans yanıtı aşağıdaki gibi birleştirilerek hedefin gerçek frekans yanıti bulunur: C(/) " E{f) ? SU)-B(f) Burada E(f) kalibrasyon cisminin teorik frekans yanıtı, T(f), S(f) ve B(f) ise sırasıyla hedefin, kalibrasyon cisminin ve arkaplanın olmak üzere kompleks ölçüm yanıtlarıdır. Hedeflere ait ölçümlerden arkaplan ölçümlerini çıkarmak yaklaşık olarak sadece hedefin frekans yanıtını verecektir. İstenmeyen yansımaları bu şekilde izole etmekle birlikte, sistemin kararlılığına bağlı olarak, örneğin ısıl değişimlerin etkisi de frekans eğrisine bozucu etki yapacaktır. Bu nedenle kalibrasyon cisminin teorik frekans yanıtı, kendisinin ölçüm sonuçlarıyla oranlanarak bir doğrulama katsayısı olarak hedefe ait veriler ile çarpılır. ıx Bu çalışmada hem Fourier dönüşümü hem de AR modeline dayana yöntemler uygulanmıştır. Fourier yöntemine dayalı görüntü oluşturmada genel olarak aşağıdaki adımlar izlenmektedir.. Ağırlıklı ortalama alma: Seçime bağlı bu aşamada alman, Ns tane örnek değere gürütü etkisini azaltmak için ağırlıklı ortalama uygulanır.. Pencereleme: Yan loblarm etkisini azaltmak için ölçüm aralığının keskin kenarları Hanning penceresi ile yumuşatılır.. Frekans ile çarpım: FFT uygulaması için ölçüm band aralığının dışına gerekli sayıda sıfır konduktan sonra (2'nin tam kuvveti olacak şekilde) [l]'de belirtilen yöntem gereği yapılır.. Demodülasyon: Ölçüm band aralığının merkez frekansı doğru akım bileşenine göre oldukça yukarıda olduğundan, radyo alıcılarmdakine benzer şekilde bir demodülasyon işlemi gereklidir. Bu amaçla, ölçüm band aralığının merkezi 0 frekans noktasına kaydırılır.. Ters Hızlı Fourier Dönüşümü: Hedefin dürtü yanıtını bulmak için frekans domeninden zaman domenine geçmek için uygulanır.. Görüntü oluşturma: Belirli bir açı için elde edilen dürtü yanıtında, hedef bilgisini içeren kısım görüntü matrisi üzerine yerleştirilir. Değişik açılar için elde edilen görüntüler döndürülerek süperpoze edilir. MEY 'in uygulanması halinde ise yine genel olarak aşağıdaki adımlar izlenmektedir.. Grup ortalaması alma: Xs boyutundaki diziden Ns/M adet M boyutunda altgrup oluşturulur. Grup ortalamaları ılınarak daha küçük ve M boyutlu bir dizi oluşturularak Fourier dönüşümü yöntemindekine benzer bir yolla gürültü etkisi azaltılır, [5], [24].. Doğrusal öngörü: AR(P) modeli önerilen M boyutundak diziye Burg algoritması uygulanarak am yansıma katsayıları bulunur.. Zaman domeni işareti kestirimi: am katsayıları yardımı ile menzil ekseni üzerinde saçıcılarm yerleri kestirilir. . Görüntü oluşturma: Fourier yönteminde olduğu gibi zaman verileri görüntü matrisi üzerine yerleştirilerek değişik açılar için elde edilen görüntüler süperpoze edilir. Bu adımlara ek olarak kalibrasyon eşitliğindeki bölme işleminden önce, gürültü etkisini azaltmak için pay ve payda fazörlerine de ağırlıklı ortalama uygulanabilir, [6], [11]. Ayrıca bu çalışmada yine ek olarak, zaman domeni işaretleri veya bir başka deyişle cismin belirli bir açıdan elde edilen menzil profilleri işlenirken, görüntü matrisi üzerine yerleştirmeden önce bir eşikleme işleminin faydalı olduğu gözlenmiştir. Özellikle zayıf saçıların görünürlüğünü arttırmak, cismin geometrik yapısını ortaya çıkarmak amacıyla uygulamalarda uyumsuz bir görüntü süperpozisyonu gerekli olduğu görülmüştür. Uygulamalarda hem basit geometriye sahip cisimler (metal plaka, küre, prolate spheroid, yarım küre kaplı silindir, silindir çubuk vb.), hem de karmaşık yapıya sahip cisimler (F-15 ve F-16 model uçakları) kullanılmıştır. Bütün ölçümler sistem X-bandmda çalıştığı için, 8-12 GHz bandı içerisinde alınmıştır. Frekans ve açısal örnekleme aralıkları Nyquist kriterine uygun seçilmiştir, [1],[2],[7]. Sistemin performansını test edebilmek, elde edilen sonuçların kalitesi hakkında fikir yürütebilmek için, radar görüntülerinin cisimlerin kesit geometrilerini ne ölçüde doğruladığı dikkate alınmış ve bu konuda yapılan diğer çalışmalara bakılmıştır. Sistemin band genişliği Dural,[l],Walton,[5],[6],[24], ve Leeper,[U] 'm çalışmalarındakine oranla daha küçük olması ve bir çok cisim için yakın mesafelerden ölçüm alınmak zorunda kalınmasına rağmen, sonuçlar amaçlanan doğrultuda, görüntüler incelenen hedeflerin geometrik yapısı hakkında fikir verebilecek kalitede çıkmıştır. Bir başka deyişle, Fourier ve özbağlanımlı modellemenin (ÖBM) kuramsal temelleri ve OBM'nin Fourier'ye olan üstünlüğünün ölçüm sonuçlarıyla doğrulanması, kurulan prototip sistemin gerçek radar saçılım verisi elde etmede kullanılabilir olduğunu göstermiştir. Bununla birlikte bu kullanılabilirliği ve ölçüm sonuçlarının doğruluğunu arttırmak için sistemin geliştirilmesi ve gerçek zamanlı uygulamalara geçilmesi hedeflenmiştir.
-
ÖgeComputer aided design of the self oscillating microwave mesfet mixer(Institute of Science and Technology, 1990)GaAs Alan-Etkili Tranzistor ' lar ve mikrodalga tüm- devre teknolojisindeki (MIC) yeni gelişmeler sonucunda osilatör, kuvvetlendirici ve karıştırıcıları X bandının üzerinde tasarlamak olanağı ortaya çıkmıştır [ı] Bir çift-geçitli GaAs FET'in X bandında belli bir kazançla Kendinden Uyarmalı Karıştırıcı (SOM) olarak kullanılabileceği gösterilmiştir. Kendinden uyarmalı karıştırıcı FET'li bir alıcı ön-katında da kullanıldığında, ön-katın tüm işlevi sade ce üç FET'le gerçekleştirilecektir. Bu durum GaAs 'in yapı malzemesinde ekonomik bakım dan verim sağlanması yönünden önem taşımaktadır. Bu yüz den iki katlı tek geçitli FET'li kuvvetlendirici ve bir çift geçitli FET'li kendinden uyarmalı karıştırıcı her hangi bir hibrid alıcı için gerekli elemanlardır [lO].GaAs çift-geçitli MESFET tek bir eleman olarak ön kuvvetlendirici, karıştırıcı ve lokal osilatörün yerini tutar. Birinci geçitteki giriş işareti (Wrf) için çift geçitli FET, ortak geçitli MESFET'e seri olarak GaAs çift-geçitli MESFET tek bir eleman olarak ön kuvvetlendirici, karıştırıcı ve lokal osilatörün bağlı ortak MESFET kuvvetlendirici olarak tanım lanabilir. Tüm FET'in geçiş iletkenliği FET'in ikinci geçidindeki osilasyon sonucu oluşan lokal osilatör geri limi (Wlo) ile modüle edilir. Çıkış akımı wıf=Wrf-Wlo açısal frekanslı spektral bileşenleri içerir. Tek geçitli FET yerine çift geçitli FET'leri kul lanmanın yararı, tek geçitli FET karıştırıcılara ait olan dönüşüm kazancı ve düşük gürültü özelliklerinin dı şında, işaret ve lokal osilatör kısımlarının ayrı olması ve ayrı empedans uydurma olanağının bulunmasının yanısı- ra oluşan güçlerin doğrudan birbirlerine eleman içinde eklenebilmesidir. Çift geçitli FET'lerin çalışma karak teristikleri, iki tek geçitli FET'in analizi birleştiri lerek analiz edilebilir. Genellikle kaynağı toprağa bağ lanmış 3-kapılı devre olarak da karakterize edilir [11]. Birinci bölümde tek ve çift geçitli FET'lere iliş kin daha fazla bilgi verilmiştir. Yine bu bölümde her iki FET içinde küçük ve büyük işaret eşdeğer devreleri vı incelenmiştir. Çift geçitli FET için iki tek geçitli FET'in eşdeğer devresinden meydana gelen, eşdeğer devre önerilmiştir. Son zamanlarda çift geçitli FET eşdeğer devresi, iki adet birbirine eş tek geçitli FET varsayı larak ölçülen S-parametreler inden belirlenmiştir. GaAs çift geçitli MESFET'in eşdeğer devresi ölçülen 3-kapılı S-parametrelerinden elde edilebilir. Bu devre 28 ele- manlı olup, 2-11 GHz frekans aralığında geçerlidir ve tel dirençleri, bağlantı endüktansları ve elektrodlar arası kapasiteler gibi parazitik elemanları da kapsamak tadır. Daha önce de belirtildiği gibi GaAs MESFET kulla narak osilasyon oluşturmak olasıdır. Mikrodalga osila- törleri için frekans kararlılığı, kararlı çıkış gücü gi bi elektriksel özelliklerin yanısıra, yüksek güvenilir lik ve düşük maliyette önemli unsurlardır. Bunun yanı sıra haberleşme cihazları küçülürken, osilatöründe az yer kaplaması istenilen bir başka özelliktir. Osilatö- rün elektriksel karakteristik, maliyet ve büyüklüğünü belirleyen unsurlar, osilasyon için kullanılan aktif eleman ile osilasyon frekansının kontrolunda kullanılan rezonatördür. Son zamanlarda X bandının üzerinde çalı şan osilatörler, Silisyum bipolar tranzistor ve GaAs FET'lerdeki gelişmeler sonucunda tasarlanmaktadırlar. Bu aktif elemanların yanısıra, osilasyon frekansının kontrolunda dielektrik rezonatörler kullanılarak daha kaliteli ve az yer kaplayan osilatörlerin gerçekleşti rilmesi mümkün olmuştur. İkinci bölümde söz edildiği gibi, mikrodalga osilatörlerinde kullanılan dielektrik rezonatörlerin elektriksel karakteristikleri hakkında şunlara dikkat edilmelidir : [7). 1) Rezonatörün boyutlarının küçük olması için yüksek ba ğıl dielektrik sabiti (e ), 2) Kararlı osilasyon frekansında osilasyon güç kaybını azaltmak ve frekans kararlılığını iyileştirmek için yüksek Qo, 3) Osilasyon frekans kararlılığını iyileştirmek için re zonans frekansının ısıyla değişme katsayısı Tf küçük olmalıdır. Dielektrik' rezonatörler bu koşulları sağlayacak biçimde kullanılmaktadırlar. Örnek olarak Q 'ı 10 GHz de 5000, e =28~30 ve Tf= +1 ppm/°C olan tipik bi°r dielektrik rezonatSr (Ba(Zn1/3 Ta2/3)03 - Ba(Zn1/3 Nb2/3)Q3) verilebilir. Osilatör gibi mikrodalga tümleşik devre uygulama larında dielektrik rezonatörün mikroşerit hatlarla bağ lanması gereklidir. Bağlama faktörü 3. sabit koruyucu ortamda dielektrik rezonatör ile mikroşerit hatlar ara sındaki uzaklığın bir fonksiyonu olup, rezonans bağlan ma direncinin rezonatör dışı dirence oranı olarak tanım lanır. vıı 3 ~ R, ~ 2Zn ext 0 3 aynı zamanda çeşitli iyilik faktörlerine aşağıdaki ifade ile bağlıdır. Qu = QL(i+e) = e.Qex Q, QT ve Q sırasıyla yüksüz, yüklü ve dış iyilik fak ız J-ı e x törlerini göstermektedir. Osilasyon frekansı, gereksinime bağlı olan farklı yaklaşımlar kullanılarak dar bir frekans aralığında ayar lanabilir. Tranzistorlu dielektrik rezonatörlü osilatö- rün frekans ayarı mekanik veya elektriksel olarak yapı labilir. Mekanik ayar durumunda, ayar vidası kutunun üst kısmına dielektrik rezonatörün üzerine gelecek şekilde yerleştirilir. Ayar vidasının derinliğinin (d) arttırılması ge nellikle TEp.,c. modunda kullanılan dielektrik rezonatörün rezonans frekansını arttıracaktır. Dielektrik rezonatör- den geri besleme elemanı olarak hem seri hem de paralel geribeslemede yararlanılabilir. Seri geri besleme için aşağıdaki yol izlenmelidir: Tranzistor üç kapılı bir eleman olarak düşünülür, üç kapılı S-parametreleri öl çülür veya ortak-kaynaklı iki kapılı S-parametrelerinden hesaplanabilir. Üç kapılı S-parametrelerini kullanmanın yararları şöyle ifade edilebilir: (i) Geribesleme analizi için, devreye geribesleme empe- dansı eklemeden önce S-parametrelerini Z veya.Y pa rametrelerine dönüştürme gereksinimini ortadan kal dırır. (ii) Bir MESFET'in üç kapılı S-matrisinin satır ve sü tunlarının toplamı l'e eşittir. Bu çalışmanın üçüncü bölümü çift geçitli MESFET için iki kapılı S-parametrelerini oluşturmaya ve osilas yon koşullarını belirlemeye ayrılmıştır. Çift geçitli bir FET yerine aynı özellikte iki FET kullanılmıştır, îki ayrı FET' in (AVANTEK 10650 ve AVANTEK 11671) dağılma parametreleri, çift geçitli FET ' in S-parametrelerini el de etmede kullanılabilir. îki geçitli elemanın, ortak kaynaklı birinci FET ve ortak geçitli ikinci FET1 in ard arda bağlanmasıyla oluştuğu düşünülebilir. Çift geçit li FET' in iki kapılı S-parametrelerini hesaplamada şu yöntem izlenebilir: 1) Mevcut 2-kapılı ortak kaynaklı S-parametrelerinden 3-kapılı S-parametrelerinin elde edilmesi. 2) Geçit veya savağı gerekli yük veya empedansla kapata rak 3-kapılı elemanın S-parametrelerinden 2-kapılı elemanın S-parametrelerinin hesaplanması. vııı 3) Ortak kaynak ve ortak geçitli veya ortak savaklı FET'in zincir dağılma (,, 4>") parametrelerinin elde edilmesi. 4) , ve $" yi çarparak çift geçitli FET'in dağılma mat risinin ($=-.. $2 ) elde edilmesi. 5) 4> matrisinden S matrisine dönüşüm yaparak çift ge çitli elemanın dağılma parametrelerinin bulunması. FET'in ikinci geçidi, rezonans frekansında T yan sıtma katsayılı mikroşerit hatla küple olan dielektrik rezonatörle sonlandırıldığı için iki osilasyon koşulu sağlanmalıdır j_ 1 6J. U/ani * |r| açı (l/s1;L) = açı (T) Bu koşullar l/s,, in cinsinden düşünüldüğünden osilatör tasarımında oldukça yararlıdır. (l/s,..) Smith abağında çizildiğinde R ve X in değerleri okunup negatif direnç ve reaktans değerlerini elde etmek için -1 ile çarpılır. Birinci osilasyon koşulunun (|l/s,,| S |T|) sağlan dığı bölgede sadece bir frekansta ikinci koşul (açı (l/s,, ) = açı(T) ) sağlandığında kararlı bir osilasyon oluşacaktır. Grafik olarak, şayet l/s,, ve T nın fazları değişen frekansla zıt açısal yönlerde değişiyor ise ka rarlı bir osilasyon meydana gelecektir. Diğer bir deyiş le, l/s,, rezonans çevrimini kesmeli ve frekansla değişi mi gösteren yön zıt olmalıdır. Çift geçitli MESFET'in diğer bir uygulama alanı da karıştırıcılardır. Bu tür uygulamalarda çift geçitli MESFET'in büyük işaret eşdeğer devre modeli dördüncü bö lümde gösterilmiştir. Schottky-engel kapasitesinin ge rilime bağımlılığını veren ifadeler ve de karakteristik leri kullanılarak, model zaman domeninde çözülmüş ve meydana gelen frekans bileşenlerini belirlemek için so nuca Fourier Analizi uygulanmıştır. Bu bölümde de gös terildiği gibi yüksek frekanslarda FET'in eşdeğer devre sinde ilk FET'in birinci geçit ve kaynağı arasında, di ğer FET'in ikinci geçit ve savağı arasındaki kapasitele rin gerilimleri V,(t), V2(t) ile kontrol edilen lineer olmayan elemanlar vardır. Lineer olmayan kati*-hal, mikrodalga devrelerinin optimum tasarımı lineer olmayan performanslarını belir lemede doğru bir teknik gerektirir. Bu tür lineer olmayan sistemlerin çözümünde deği şik nümerik teknikler kullanılmaktadır. Newton-Raphson yöntemi lineer olmayan devrelerin çözümünde en çok kul lanılan nümerik tekniktir. Bununla beraber türev değer lerini hesaplamadaki bilgisayar süresinin fazlalığı se bebiyle, harmonik değerler ve nonlineariteler düşünüldü ğünde pratik bir yöntem olmamaktadır [l3J. ix Bu çalışmada bilinmeyenler olarak düşünülen de ğişkenleri seçmek için bir kriter veren analiz yöntemi açıklanmıştır. CARLOS CMACHO-PENALOSA [13] tarafından önerilen yeni yöntemi kullanarak lineer olmayan sistemin çözümü zaman-domeni analizini lineer olmayan elemanların akım ve gerilimlerini hesaplamaya indirgemiştir. Büyük işaret sürme durumunda devredeki bütün akım ve gerilimler zamanın peryodik fonksiyonu olduklarından Fourier serileri ile gösterilirler: oo X(t) = E Xk:exp(jka)ot) k= -°° İlgilenilen bütün fonksiyonlar gerçel olduklarından ve yerel osilatör frekansı to * o * f = -x- olduğundan X. = X, olur. O ^-TF - K K Herhangi bir lineer olmayan sistem lineer olmayan' gerçel denklem sistemi X=f('X) biçiminde yazılabilir ve çözümü dördüncü bölümde anlatılan iterasyon tekniği kullanılarak nümerik yolla bulunabilir. Akım veya geri limlerin Fourier katsayıları kolaylıkla bulunamadığından, bu katsayılar bağıntısı aşağıda verilen ayrık Fourier dönüşümü (DFT) kullanılarak belirlenir. X =4" Z X (kAt)e_:I'2lTnk/N n=0,l,...,N-1 n W k=0 S X (kAt); X(t) fonksiyonunun örneklenmiş durumu, N; örnek sayısı, At=T/N f »l/T. Sonuç olarak eşdeğer devredeki çıkış akımları li neer olmayan elemanların Fourier katsayılarını kullanıla rak ve devrenin lineer analizi yardımıyla bulunabilir. Küçük RF işaretinde karıştırıcılardaki frekans değerleri f u=kf +sf bağıntısıyla verilir. Burada S } K O S -"»âka"», s = 0 ve + 1, f ve f sırasıyla yerel osilatör ve - o s J J RF frekanslarıdır. Buna göre devredeki tüm genlik değer leri, oo X(t)= I E X exp[j(kw +sü> )t] k=-co s=0,+l K's os biçimindedir [lA]. k= + 5 ve s=0,+l, N=10, f =11 GHz, f =12 GHz için çıkış akımı, değişik V, ~ genliği ve bes leme değerlerinde hesaplanmıştır.
-
ÖgeDesign of 1.575GHz single ended cmos lna for gps applications(Institute of Science and Technology, 2002)Geçen on yılda telsiz haberleşme teknolojisine artan talep birçok yüksek frekans tümleşik tasarım yapılmasına yol açtı. CMOS prosesi ölçeklenebilirliği ve maliyeti sayesinde tasarımcılar arasında gözde bir konuma geldi. Bu tezde MOSFET gürültü mekanizmalari incelendi ve BSIM3 MOSFET modelini çekirdek alan yeni bir RF MOSFET modeli oluşturuldu. Bu model ek olarak geçit gürültüsünü, taban ve geçit parazitiklerini içerir. LNA mimarileri incelendikten sonra, en çok kullanılan ve en uygun topoloji olan endüktif kaynak dejenerasyonu ayrıntılı bir şekilde anlatılmıştır. Bu topoloji için gürültü katsayısı denklemleri verilmiştir. Gürültü denklemlerinden devrenin gürültü katsayısının iyileştirilmesi için gerekli metod türetilmiştir. Simülasyon sonuçları ile teorik sonuçlar birbirine yakın benzerlik göstermektedir. GPS uygulamaları için 1.575GHz düşük gürültülü kuvvetlendirici tasarlanmiştir. Tasarımda TSMC 0.25u.m teknolojisi kullanıldı. Gürültü katsayısı 1.35dB olarak elde edildi. Kazanç 16bB olarak bulundu. Düşük gürültülü kuvvetlendirici 2.5V gerilim kaynağından beslendi ve güç tüketimi 19mW olarak bulundu.
-
ÖgeHigh efficiency 1 W class B push-pull amplifier for hiperlan/2(Institute of Science and Technology, 2002)Bilgisayar ağlarının gelişimi, geniş alan ağlarına ve yerel ağlara olan talebi arttırmıştır. Gelişmiş haberleşme sistemlerinin daha hızlı olabilmesi, haberleşme bandını daha verimli kullanan modülasyon türleri kullanılması ile mümkündür. Bu tip modülasyon türleri için doğrusallık önemlidir ve düşük gürültülü alıcı ve vericilere ihtiyaç duyulmaktadır. Taşınabilir bilgisayarların gelişimi ile kablosuz yerel ağ bağlantılar önem kazanmış ve çeşitli standartlar ortaya çıkmıştır. Bunlardan biri olan Hiperlan/2 standardı, 5.2 ile 5.8GHz bandında çalışan ve yüksek performanslı bir standarttır. Bu çalışmada, bu tür standarda yönelik, taşınabilir bilgisayarların da pille çalıştığı düşünülerek, yüksek verimliliği olan güç kuvvetlendiricisi tasarlanmıştır. Bu tasarımda, tümleşik devre içerisinde olan ve 5.2 ile 5.8GHz bandında çalışan simetrik B sınıfı güç kuvvetlendiricisi tercih edilmiştir. Burada GaAS MESFET kullanılmıştır. İkinci bölümde genel olarak Hiperlan/2 standardı hakkında temel bilgiler verilmiştir. Üçüncü bölümde ise, iletim hatlarının özellikleri incelenmiş ve simetrik kuvvetlendiricide gerekli olan ve 180 derece faz farkına sahip iki işaret oluşturan trafo yerine, tümleşik devreye uygun genişbantlı bir çözüm aranmış ve bu durum için geliştirilmiş halka hibriti tanımlanmıştır. Bu halka hibrit ile ilgili olarak simülasyon sonuçlan sunulmuştur. Dördüncü bölümde ise, doğrusal ve doğrusal olmayan devreler ile güç kuvvetlendirici tipleri incelenmiştir. Simetrik B sınıfı tipi devre tasarlanmış ve yüksek verimli olabilmesi için gerekli durumlar araştırılmıştır.